1998
引言：FPGA設(shè)計中使用了各種PCB SelectIO?接口VREF生成電路。有時即使在以前的設(shè)計中已經(jīng)成功的在電路板上設(shè)計了VREF生成電路，也會在VREF引腳上發(fā)現(xiàn)大量噪聲（200–400mV）。大量VREF噪聲的存在可能導(dǎo)致高性能SelectIO接口（如寬DDR3存儲器接口）的設(shè)計裕度損失。本文重點介紹這種VREF噪聲的來源，并給出優(yōu)化PCB SelectIO VREF生成電路的方法。
1. VREF輸入
圖1顯示了FPGA內(nèi)部VREF電路的簡化視圖。電路由包含VREF引腳的SelectIO bank的VCCO電源軌供電。FPGA比較器電路呈現(xiàn)高阻抗輸入負(fù)載（從DC角度來看）。
圖1：FPGA VREF電路的簡化視圖
2. 跟蹤要求
通常，SelectIO頻帶的VCCO電源受到多個源（例如SelectIO開關(guān)活動和開關(guān)電源諧波）的低振幅、高頻噪聲。為了獲得最大的噪聲裕度，這需要由PCB電路產(chǎn)生的VREF電壓來實時跟蹤VCCO上的變化（VREF＝跟蹤VCCO/2）。這很容易通過電阻分壓器實現(xiàn)，如圖2所示。
圖2：用電阻分壓器生成VREF電壓
VREF供電不應(yīng)使用標(biāo)準(zhǔn)電源穩(wěn)壓器。因為電源穩(wěn)壓器理想情況下被設(shè)計為輸出電壓不隨輸入電壓的變化而變化電路。然而，這對于VREF應(yīng)用來說是不希望的特性，因為VREF輸出要保持跟蹤VCCO變化。
除了由于缺乏跟蹤而導(dǎo)致性能下降之外，標(biāo)準(zhǔn)電源穩(wěn)壓器還增加了成本。因為VREF電流負(fù)載通常非常?。s1μA的典型值）。
圖3：TPS51200為DDR3供電電路
特殊的DDR3參考電源穩(wěn)壓器被設(shè)計用于產(chǎn)生VREF電壓并跟蹤VCCO的變化（例如，德州儀器TPS51200，國產(chǎn)思瑞浦的TPL51200），如圖3所示。可以使用這些電源穩(wěn)壓器，但它們會增加不必要的費(fèi)用。
3. VREF噪聲根本原因
噪聲問題具有串?dāng)_、耦合機(jī)制和所謂的“受害者”電路的共同屬性。對于SelectIO VREF噪聲，最常見的噪聲源是SelectIO接口開關(guān)時的開關(guān)頻率（和諧波）。耦合機(jī)制產(chǎn)生的噪聲通過電源軌和直接連接到FPGA VREF引腳的PCB走線引入。
圖4顯示了FPGA VREF管腳路徑上的寄生電感和電容元件，該圖可以更深入的了解VREF噪聲的引入路徑。
圖5：BGA封裝構(gòu)成
L1是從FPGA焊球到管芯的封裝電感，并且在封裝類型（例如，引線鍵合CSG和倒裝芯片F(xiàn)FG封裝）之間顯著變化。L1也因引腳而異。C1是管芯輸入電容，其在FPGA工藝節(jié)點之間具有一些變化。L1的值可以從包文件中獲得，C1的值從RLGC IBIS模型中獲得。為了便于說明，表1顯示了倒裝芯片封裝中28 nm工藝節(jié)點上的7系列XC7VX485T-FFG1761器件中一些VREF引腳的值選擇。
表1：XC7VX485t-FFG1761上某些具有代表性的VREF引腳L1和C1值
注意：
1.在28 nm節(jié)點上的7個串聯(lián)器件上的HR SelectIO的平均管芯電容為~7.5 pF。
2.高性能。
此外，PCB過孔結(jié)構(gòu)、PCB堆疊和接地間隙拓?fù)洌ǖ湫椭捣謩e為約0.5nH和約1 pF）提供了少量額外的雜散電感和電容。
忽略這些小的附加PCB貢獻(xiàn)，L1和C1形成諧振受害者電路。頻率接近L1和C1定義的諧振的任何小的、持續(xù)的輸入信號都會激發(fā)該諧振，L1和C1的這種諧振行為是過多VREF噪聲的根本原因。
4. 典型受害者諧振頻率
表2顯示了XC7VX485T-FFG1761器件LC電路的諧振頻率為：
1/（2π（LC）?）
表2：XC7VX485T-FFG1761上一些代表性VREF引腳的典型諧振頻率
大約800MHz的諧振頻率是最麻煩的。大部分DDR3接口以接近該頻率的速率運(yùn)行。例如，DDR1600是一種通用接口速率，其基本時鐘速率為800MHz，非常接近VREF引腳B18的887MHz的受害者諧振頻率，如表2所示。大量能量可以耦合到受害者諧振電路，從而產(chǎn)生大量的VREF噪聲。
可以看到VREF噪聲產(chǎn)生的另一個應(yīng)用領(lǐng)域是高速LVDS接口領(lǐng)域。這些接口可以在1.2Gb/s到1.5Gb/s的范圍內(nèi)運(yùn)行。在基本時鐘頻率和基本時鐘頻率（三次諧波頻率）的3倍處存在顯著干擾。800Mb/s
DDR接口將具有1.2GHz的三次諧波含量。從表2可以看出，這些LVDS DDR接口可能會產(chǎn)生VREF噪聲。
5 .設(shè)計到設(shè)計的變化
到目前為止已經(jīng)確定了導(dǎo)致VREF噪聲的存在或不存在的幾個變量。其中一些變量，如SelectIO開關(guān)頻率、封裝寄生效應(yīng)（包括引腳到引腳的變化）和IC工藝參數(shù)在設(shè)計代之間的變化并不明顯。由此，可以看出PCB電路設(shè)計可能會在一種設(shè)計提供安靜的VREF參考電源軌，而在另一種設(shè)計中提供較大的VREF噪聲。
6. 優(yōu)化VREF電路設(shè)計推薦
本節(jié)討論了VREF引腳B18上887MHz諧振的示例，假設(shè)DDR3接口以1.6 Gb/s的速度運(yùn)行。最小化VREF噪聲的一種方法是將阻抗最小為~887MHz的電容器連接到VREF引腳。該電容器的物理位置應(yīng)盡可能靠近VREF引腳。圖4顯示了這種電容器的特性。
圖6：Murata的阻抗與頻率特性 （GRM033B11C151KA01）電容器
如圖6所示，Murata的150pF，0201尺寸電容器（GRM033B11C151KA01）在電容器的自諧振頻率~887MHz附近具有非常低的阻抗（0.7Ω）。（Murata有一個在線工具，顯示電容器自諧振和其他電容器特性http://www.murata.com/products/design_support/simsurfing/index.html)。
盡管該電容器消除了887MHz附近的高頻噪聲，但諧振頻率仍然存在，并且已經(jīng)轉(zhuǎn)移到一些其他頻率。這種偏移的諧振頻率范圍仍然可能受到一些特定于客戶的數(shù)據(jù)模式的激勵，這可能會產(chǎn)生難以調(diào)試的問題?？梢杂镁哂幸欢ǚ秶碾娙葜岛拖鄳?yīng)范圍的最小阻抗的一系列電容器來擴(kuò)展這種方法。然而，將所需電容器的數(shù)量物理地定位在足夠靠近FPGA VREF球/引腳的位置變得不切實際。
推薦的電路示意圖如圖7所示，相應(yīng)的PCB物理布局如圖8所示。
圖7：VREF的推薦電路示意圖
圖8：VREF的推薦物理布局
該電路引入電阻元件R3以抑制振蕩。電容器C2大于C1，有效地將R3的一端高頻接地，將R3插入FPGA內(nèi)部由L1和C1組成的電路中。高頻下的電路行為可以通過圖9中所示的電路來近似。
圖9：VREF電路在高頻下的表示
具有0.8mm球間距的封裝可能會導(dǎo)致設(shè)計者不能使用VREF引腳附近的某些FPGA管腳，以為0201封裝阻容器件騰出布置空間。
在布局到位的情況下，可以調(diào)整R3和C2的值以適應(yīng)實際設(shè)計。該電路近似于二階諧振電路。R3和C2應(yīng)選擇為使電路臨界阻尼，應(yīng)避免出現(xiàn)阻尼不足的情況。
現(xiàn)在可以選擇R3的值，使得電路受到臨界阻尼。在這種情況下：
R3=2（L/C）?
對于前面示例中的VREF引腳B18：??? R3=2x（6.9 nH/4.67 pF）?=77Ω。
這個電路的物理布局很重要。R3和C2需要在物理上盡可能靠近FPGA的VREF管腳，如圖9所示。表3顯示了XC7VX485T-FFG1761設(shè)備上VREF引腳B18和L11實現(xiàn)臨界阻尼特性的部件規(guī)格。
表3：VREF引腳B18和L11臨界阻尼特性的元件規(guī)范
下載ECAD模型
