240
簡介
本信號(hào)鏈電源優(yōu)化系列文章的第1部分討論了如何量化電源噪聲以確定其影響信號(hào)鏈器件的哪些參數(shù)。通過確定信號(hào)處理器件可以接受而不影響其所產(chǎn)生信號(hào)的完整性的實(shí)際噪聲限值，可以創(chuàng)建優(yōu)化的配電網(wǎng)絡(luò)(PDN)。在第2部分中，該方法被應(yīng)用于高速模數(shù)和數(shù)模轉(zhuǎn)換器，證明將噪聲降低到必要水平并不一定要提高成本、增加尺寸、降低效率。這些設(shè)計(jì)參數(shù)實(shí)際上可以在一個(gè)優(yōu)化的電源解決方案中滿足。
本文重點(diǎn)關(guān)注信號(hào)鏈的另一部分——RF收發(fā)器。本文將探討器件對(duì)來自各電源軌的噪聲的敏感度，確定哪些器件需要額外的噪聲濾波。本文提供了一種優(yōu)化的電源解決方案，并通過將其SFDR和相位噪聲性能與當(dāng)前PDN（當(dāng)連接到RF收發(fā)器時(shí)）進(jìn)行比較來進(jìn)一步驗(yàn)證。
優(yōu)化ADRV9009 6 GHz雙通道RF收發(fā)器的電源系統(tǒng)
ADRV9009是一款高集成度射頻(RF)、捷變收發(fā)器，提供雙通道發(fā)射器和接收器、集成式頻率合成器以及數(shù)字信號(hào)處理功能。這款I(lǐng)C具備多樣化的高性能和低功耗組合，可滿足3G、4G和5G宏蜂窩時(shí)分雙工(TDD)基站應(yīng)用要求。
?
圖1.ADRV9009雙通道收發(fā)器的標(biāo)準(zhǔn)評(píng)估板配電網(wǎng)絡(luò)。此設(shè)置使用一個(gè)ADP5054四通道穩(wěn)壓器和四個(gè)LDO后置穩(wěn)壓器來滿足噪聲規(guī)格，并最大限度地提高收發(fā)器的性能。目標(biāo)是改善該解決方案。
圖1顯示了ADRV9009雙通道收發(fā)器的標(biāo)準(zhǔn)PDN。PDN由一個(gè)ADP5054四通道開關(guān)穩(wěn)壓器和四個(gè)線性穩(wěn)壓器組成。這里的目標(biāo)是了解配電網(wǎng)絡(luò)的哪些性能參數(shù)可以改善，同時(shí)產(chǎn)生的噪聲不會(huì)降低收發(fā)器的性能。
如本系列文章所述1,2，為了優(yōu)化PDN，量化ADRV9009對(duì)電源噪聲的敏感度是必要的。ADRV9009 6 GHz雙通道RF收發(fā)器需要如下五個(gè)不同的電源軌：
- 1.3 V模擬(VDDA1P3_AN)
- 1.3 V數(shù)字(VDDD1P3_DIG)
- 1.8 V發(fā)射器和BB (VDDA_1P8)
- 2.5 V接口(VDD_INTERFACE)
- 3.3 V輔助(VDDA_3P3)
分析
圖2顯示了模擬電源軌（VDDA1P3_AN、VDDA_1P8和VDDA_3P3）的接收器1端口PSMR結(jié)果。對(duì)于數(shù)字電源軌（VDDD1P3_DIG和VDD_INTERFACE），我們利用信號(hào)發(fā)生器能夠產(chǎn)生的最大注入紋波在輸出頻譜中未產(chǎn)生雜散，因此我們無需擔(dān)心最小化這些電源軌上的紋波。調(diào)制雜散幅度用dBFS表示，其中最大輸出功率(0 dBF)相當(dāng)于50Ω系統(tǒng)中的7 dBm或1415.89 mV p-p。
?
圖2.ADRV9009收發(fā)器的模擬電源軌在接收器1處的PSMR性能
對(duì)于VDDA1P3_AN電源軌，測量是在收發(fā)器板的兩個(gè)不同分支上進(jìn)行。請(qǐng)注意，在圖2中，PSMR在<200kHz紋波頻率時(shí)低于0 dB，表示這些頻率下的紋波產(chǎn)生更高的相同幅度調(diào)制雜散。這意味著在200 kHz以下，接收器1對(duì)VDDA1P3_AN電源軌產(chǎn)生的最小紋波也非常敏感。
VDDA_1P8電源軌在收發(fā)器板上分為兩個(gè)分支：VDDA1P8_TX和VDDA1P8_BB。VDDA1P8_TX電源軌在100 kHz時(shí)達(dá)到最小PSMR，約為27 dB，對(duì)應(yīng)于100kHz紋波的63.25 mV p-p，產(chǎn)生2.77 mV p-p的調(diào)制雜散。VDDA1P8_BB在5 MHz紋波頻率時(shí)測量約11 dB的最小值，相當(dāng)于0.136 mV p-p的注入紋波產(chǎn)生的0.038 mV p-p雜散。
VDDA_3P3數(shù)據(jù)顯示，在大約130 kHz及以下，PSMR低于0 dB，表示接收器1處的RF信號(hào)對(duì)來自VDDA_3P3的噪聲非常敏感。該電源軌的PSMR隨著頻率提高而上升，在5 MHz達(dá)到72.5 dB。
總之，PSMR結(jié)果表明，在這些電源軌中，VDDA1P3_AN和VDDA_3P3電源軌噪聲最令人擔(dān)憂，貢獻(xiàn)了ADRV9009收發(fā)器最大部分的耦合到接收器1的紋波量。
?
圖3.ADRV9009收發(fā)器的模擬電源軌在接收器1處的PSRR性能
圖3顯示了ADRV9009模擬電源軌的PSRR性能。VDDA1P3_AN的PSRR在最高 1MHz時(shí)保持平坦，約為60 dB；在5 MHz時(shí)略有下降，最小值為46 dB。這可以被視為5 MHz的0.127 mV p-p紋波，其產(chǎn)生0.001 mV p-p雜散，該雜散與調(diào)制RF信號(hào)一起位于LO頻率之上。
ADRV9009的VDDA1P8_BB電源軌的PSRR在5 MHz時(shí)達(dá)到約47 dB的最小值，而VDDA1P8_TX電源軌的PSRR不會(huì)低于約80 dB。在1 MHz以下的頻譜中，VDDA_3P3的PSRR高于所示的90 dB。測量在90 dB時(shí)發(fā)生削波，因?yàn)樽罡? MHz的最大注入紋波為20 mV p-p——這不夠高，無法產(chǎn)生高于本振的本底噪聲的雜散。該電源軌的PSRR高于所示的1 MHz以下的情況，因?yàn)殡S著頻率提高，它在4 MHz時(shí)下降到76.8 dB，其最低值在10 kHz至10 MHz范圍內(nèi)。
與PSMR結(jié)果類似，PSRR數(shù)據(jù)表明，耦合到本振頻率（特別是高于1 MHz）的大部分噪聲來自VDDA1P3_AN和VDDA_3P3電源軌。
為了確定電源是否能夠滿足噪聲要求，測量直流電源的紋波輸出，并繪制一個(gè)100 Hz至100 MHz頻率范圍的波形，例如圖4所示。在該頻譜上增加一個(gè)覆蓋層：調(diào)制信號(hào)上將出現(xiàn)邊帶雜散的閾值。覆蓋的數(shù)據(jù)是通過在幾個(gè)參考點(diǎn)將正弦紋波注入到指定電源軌而獲得的，用以了解什么紋波水平產(chǎn)生邊帶雜散，如本系列的第1部分所討論的。
圖4至圖6中所示的閾值數(shù)據(jù)是針對(duì)收發(fā)器最敏感的三個(gè)電源軌的。圖中顯示了不同DC-DC轉(zhuǎn)換器配置、使能/未使能展頻(SSFM)、通過LDO穩(wěn)壓器或低通(LC)濾波器進(jìn)行更多濾波等情況下的電源軌頻譜。這些波形是在電源板上測量，并留下了比噪聲限值低6 dB甚至更多的裕量。
?
圖4.為VDDA1P3_AN電源軌供電的LTM8063（不同配置）的輸出噪聲頻譜，
以及該電源軌允許的最大紋波。
測試
圖4顯示了VDDA1P3_AN電源軌的雜散閾值，以及LTM8063 μModule?穩(wěn)壓器不同配置的實(shí)測噪聲頻譜。 如圖4所示，在禁用展頻(SSFM)的情況下，使用LTM8063為電源軌直接供電，在LTM8063的基波工作頻率和諧波頻率處產(chǎn)生超過閾值的紋波。具體說來，紋波在1.1 MHz時(shí)超過限值0.57 mV，表明需要后置穩(wěn)壓器和濾波器的某種組合來抑制開關(guān)穩(wěn)壓器的噪聲。
如果僅增加LC濾波器（無LDO穩(wěn)壓器），則開關(guān)頻率處的紋波剛剛達(dá)到最大允許的紋波——可能沒有足夠的設(shè)計(jì)裕量來確保收發(fā)器性能最佳。增加ADP1764 LDO后置穩(wěn)壓器并開啟LTM8063的展頻模式，可以降低整個(gè)頻譜上的基波開關(guān)紋波幅度及其諧波，以及SSFM在1/f區(qū)域中引起的噪聲峰值。 通過開啟SSFM并增加LDO穩(wěn)壓器和LC濾波器，可以實(shí)現(xiàn)最佳效果，降低開關(guān)動(dòng)作所引起的剩余噪聲，給最大允許紋波留下約18 dB的裕量。
展頻將噪聲擴(kuò)散到更寬頻帶上，從而降低開關(guān)頻率及其諧波處的峰值和平均噪聲。這是通過3 kHz三角波上下調(diào)制開關(guān)頻率來做到的。這會(huì)在3 kHz處引入新的紋波，LDO穩(wěn)壓器會(huì)進(jìn)行處理。
使能SSFM后，由此產(chǎn)生的低頻紋波及其諧波在圖5和圖6所示的VDDA_1P8和VDDA_3P3輸出頻譜中顯而易見。如圖5所示，使能SSFM時(shí)LTM8074的噪聲頻譜為VDDA_1P8電源軌的最大允許紋波提供最小約8 dB的裕量。因此，滿足此電源軌的噪聲要求不需要后置穩(wěn)壓器濾波。
?
圖5.為VDDA_1P8電源軌供電的LTM8074（SSFM開啟）的輸出噪聲頻譜，以及該電源軌允許的最大紋波。
?
圖6.為VDDA_3P3電源軌供電的LTM8074（不同配置）的輸出噪聲頻譜，以及該電源軌允許的最大紋波。
請(qǐng)注意電源軌對(duì)低頻紋波的敏感性，因?yàn)榇嗽肼暱赡茉?.3 V供電的時(shí)鐘中引起相位抖動(dòng)。
圖6顯示了LTM8074 μModule穩(wěn)壓器不同配置的噪聲頻譜，以及3.3V VDDA_3P3電源軌的最大噪聲要求。對(duì)于此電源軌，我們使用LTM8074 Silent Switcher?μModule穩(wěn)壓器來分析結(jié)果。僅使用LTM8074的配置（無濾波器或LDO后置穩(wěn)壓器）產(chǎn)生的噪聲超過限值，無論是否使能展頻模式。
兩個(gè)備選配置的結(jié)果符合>6 dB裕量的噪聲規(guī)格：未使能SSFM的LTM8074加上LC濾波器，以及使能SSFM的LTM8074加上LDO后置穩(wěn)壓器。雖然二者均以充足的裕量滿足了要求，但LDO后置穩(wěn)壓器解決方案在此更有優(yōu)勢(shì)。這是因?yàn)閂DDA_3P3電源軌還提供3P3V_CLK1時(shí)鐘電源，因此1/f噪聲的減少相對(duì)更重要——如果不予處理，這里的噪聲可以轉(zhuǎn)化為本振中的相位抖動(dòng)。
?
圖7.使用LTM8063和LTM8074 μModule穩(wěn)壓器的ADRV9009收發(fā)器優(yōu)化PDN
優(yōu)化解決方案
基于上述測試結(jié)果，圖7顯示了一種優(yōu)化解決方案，當(dāng)用在ADRV9009收發(fā)器板上時(shí)，它能提供>6 dB的噪聲裕量。
表1顯示了優(yōu)化PDN與標(biāo)準(zhǔn)PDN的對(duì)比。組件大小減小29.8%，效率從66.9%提高到69.9%，整體節(jié)能0.5 W。
表1.ADRV9009優(yōu)化PDN與當(dāng)前PDN的比較
為了驗(yàn)證該優(yōu)化電源解決方案在系統(tǒng)噪聲性能方面的效果，我們執(zhí)行了相位噪聲測量。將圖7中的優(yōu)化解決方案與控制案例——ADRV9009評(píng)估板的工程版本，即使用圖1所示PDN的AD9378評(píng)估板——進(jìn)行比較。使用相同電路板，但采用圖7所示的PDN，比較相位噪聲結(jié)果。理想情況下，優(yōu)化解決方案達(dá)到或超過數(shù)據(jù)手冊(cè)參考曲線所示的性能。
?
圖8.ADP5054與μModule器件的PSU之間的AD9378相位噪聲性能比較，
測量條件：LO = 1900 MHz，PLL BW = 425 kHz，穩(wěn)定性 = 8。
圖8比較了使用標(biāo)準(zhǔn)ADP5054電源的AD9378評(píng)估板相位噪聲結(jié)果與使用LTM8063和LTM8074電源的同一評(píng)估板的結(jié)果。相比于ADP5054電源解決方案，μModule電源解決方案的性能略優(yōu)，高出大約2 dB。如圖8和表2所示，由于外部本振使用了低相位噪聲信號(hào)發(fā)生器，兩種電源解決方案的測量結(jié)果均顯著低于數(shù)據(jù)手冊(cè)規(guī)格。
表2.相位噪聲測量結(jié)果，LO = 1900 MHz
采用兩種電源解決方案的收發(fā)器的SFDR測量結(jié)果如表3所示，兩種方案的性能相當(dāng)，除了LO = 3800 MHz，這種情況下ADP5054的開關(guān)紋波開始在載波信號(hào)輸出頻譜上產(chǎn)生調(diào)制雜散，如圖9所示。
表3.ADRV9009收發(fā)器SFDR性能
?
?
圖9.發(fā)射器1載波信號(hào)和電源開關(guān)頻率引起的雜散頻率。
測量條件：LO = 3800 MHz，F(xiàn)bb = 7 MHz，–10 dBm。
結(jié)論
不同應(yīng)用有不同要求，評(píng)估板的配電網(wǎng)絡(luò)可能需要進(jìn)一步改進(jìn)或改變。量化信號(hào)處理IC噪聲要求的能力為電源設(shè)計(jì)或只是優(yōu)化現(xiàn)有電源解決方案提供了更有效的方式。對(duì)于ADRV9009之類的高性能RF收發(fā)器，在PDN中設(shè)置噪聲注入以確定可容許多大電源噪聲，有助于我們改進(jìn)當(dāng)前PDN的空間需求、效率和至關(guān)重要的熱性能。請(qǐng)繼續(xù)關(guān)注本電源系統(tǒng)優(yōu)化系列的后續(xù)篇目。
