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為升壓調(diào)節(jié)器選擇IC的過程與降壓調(diào)節(jié)器不同，主要區(qū)別在于所需輸出電流與調(diào)節(jié)器IC數(shù)據(jù)手冊規(guī)格之間的關(guān)系。在降壓拓撲中，平均電感電流基本上與負載電流相同。而升壓拓撲的情形則不一樣，它需要基于開關(guān)電流進行計算。本文介紹了升壓調(diào)節(jié)器IC（帶內(nèi)部MOSFET）或控制器IC（帶外部MOSFET）的選擇標準，以及如何使用LTspice?選擇合適的外圍組件以構(gòu)建完整的升壓功率級。
開關(guān)電流為何重要
輸入電壓和輸出電壓是多少？這是選擇降壓或升壓DC-DC轉(zhuǎn)換器時要問的第一個問題。第二個問題是，滿足預期負載所需的輸出電流是多少？雖然降壓和升壓的輸入和輸出問題相同，但二者選擇合適IC以滿足輸入和輸出要求的過程大不相同。
如果將降壓IC產(chǎn)品選型表與升壓IC產(chǎn)品選型表進行比較，可以明顯看到表明升壓選擇過程與降壓選擇過程不同的第一個提示。圖1所示為一些內(nèi)部電源開關(guān)降壓產(chǎn)品的選型表。可以看出，輸出電流是主要選型參數(shù)之一。
圖1.將輸出電流顯示為選型參數(shù)的內(nèi)部電源開關(guān)降壓產(chǎn)品選型表
我們來比較一下圖1（內(nèi)部電源開關(guān)降壓產(chǎn)品選型表）與圖2（內(nèi)部電源開關(guān)升壓產(chǎn)品選型表）。在升壓選型表中，輸出電流甚至沒有顯示為選型參數(shù)，而是為開關(guān)電流所取代。
圖2.開關(guān)電流代替輸出電流在升壓轉(zhuǎn)換器IC的產(chǎn)品選型表中顯示為參數(shù)
升壓遵循不同規(guī)則的另一個提示是，升壓的數(shù)據(jù)手冊標題中有一個精巧但很重要的電流聲明。例如，圖3所示為LTC3621單片降壓調(diào)節(jié)器的數(shù)據(jù)手冊首頁，其中明確注明了17 V最大VIN和1 A連續(xù)負載能力。
圖3.LTC3621降壓調(diào)節(jié)器數(shù)據(jù)手冊首頁顯示最大典型工作電壓和電流
相比之下，LT8330單片升壓調(diào)節(jié)器數(shù)據(jù)手冊的標題則標明了開關(guān)（內(nèi)部功率MOSFET）的最大電壓(60 V)和電流(1 A)，而不是負載電流和輸入電壓的典型最大值。還可以看到，升壓調(diào)節(jié)器的輸入電壓范圍3 V至40 V與60 V最大開關(guān)電壓不一致。
圖4.LT8330升壓調(diào)節(jié)器IC數(shù)據(jù)手冊首頁顯示最大電源開關(guān)能力
為什么有這樣的差別？在降壓調(diào)節(jié)器中，平均電感電流約等于輸出（負載）電流，而在升壓拓撲中，并不是這樣。我們來對比升壓拓撲和降壓拓撲，了解其中的原因。
圖5.異步升壓
圖5所示為異步升壓拓撲的簡化原理圖，圖6所示為異步降壓拓撲的簡化原理圖。二者的D模塊都是驅(qū)動功率MOSFET的PWM信號，開關(guān)周期的占空比由輸入和輸出電壓比決定。在本文中，為簡單起見，我使用的是無損連續(xù)傳導模式(CCM)等式，因為其結(jié)果足夠接近。
圖6.異步降壓調(diào)節(jié)器簡化原理圖
通過使用LTspice，我們可以清楚看到這兩種不同拓撲的輸入和輸出電流之間的差異。圖7顯示了降壓調(diào)節(jié)器的基本開環(huán)設計，用于將12 V輸入電壓轉(zhuǎn)換為3.3 V輸出電壓，為電阻負載R1提供1 A (3.3 W)電流。PWM D模塊通過V2浮動電源實現(xiàn)，因為我們需要VGATE > VSOURCE為N溝道MOSFET M1建立傳導。V2用作PULSE電壓源以實現(xiàn)0 V至5 V脈沖，該脈沖從仿真的時間0開始，在5 ns內(nèi)從0 V轉(zhuǎn)換為5 V，再在5 ns內(nèi)返回，TON為550 ns，而TP（完整開關(guān)周期）等于2 μs。
圖7.在1 A條件下從12 V轉(zhuǎn)換為3.3 V的降壓調(diào)節(jié)器開環(huán)拓撲 —— 約3 W設計
運行圖7中電路的仿真后，可以用探針探測L1和R1的電流。L1中的電流在充電和放電時呈三角形，這是因為M1根據(jù)TON（M1接通的時間）的時序和TOFF（M1斷開的時間）的時序開關(guān)。
L1電流以500 kHz開關(guān)頻率進行開關(guān)?？梢钥吹?，電感電流為交流+直流波形。它從最小值0.866 A（TOFF結(jié)束時）轉(zhuǎn)換為最大值1.144 A（TON結(jié)束時）。當交流信號尋找阻抗最小的路徑時，電流的交流部分流過輸出電容C2的ESR。這個交流電以及C2的充電和放電會導致產(chǎn)生輸出電壓紋波，而直流電則流過R2。
通過比較電感電流在負載電流之上和之下形成的三角形狀，可以看到它們是相等的，簡單的代數(shù)計算顯示：
平均電感電流等于負載電流。
圖8.降壓拓撲——電感電流和負載電流仿真示例
搜索降壓調(diào)節(jié)器IC時，可以假設數(shù)據(jù)手冊顯示的是最大允許輸出電流，因為IIN ≈ IOUT，但升壓拓撲的情形并非如此。
我們來看看圖9，圖中所示為0.275 A或約3.3 W時3.3 V至12 V輸出的開環(huán)升壓設計。此時，平均電感電流是多少？
在圖10中，輸出電流是291 mA, I(R2)的直流軌跡——接近計算值。盡管仿真的負載電流為291 mA，仿真顯示電感電流的平均值為945 mA，峰值超過1 A。這是輸出電流的3.6倍多。在TON期間（M2接通的時間，且L2上有V3電壓），電感從最小值充電到最大值。在TON期間，D2斷開，負載電流由輸出電容提供。
在TON期間，電感與MOSFET串聯(lián)，因此流過輸入電感的任何電流都會流過開關(guān)。正因為如此，數(shù)據(jù)手冊規(guī)定了可流過開關(guān)的最大電流ISW。為新設計選擇升壓IC時，應該了解通過開關(guān)的最大預期電流。
例如，為以下應用選擇升壓調(diào)節(jié)器：
- VIN = 12 V
- VOUT = 48 V
- IOUT = 0.15 A
為選擇正確的升壓調(diào)節(jié)器，需要找到平均輸入電流，這是在TON期間流過電感和MOSFET的電流。要找到此電流，可根據(jù)輸出功率和效率從輸出反向推導到輸入：
- POUT = VOUT × IOUT = 48 V × 0.15 A = 7.2 W
- 假設效率為0.85（如果有輸入和輸出參數(shù)與期望設計相似的效率曲線，則使用數(shù)據(jù)手冊中的值）。
- PIN = POUT/效率 = 7.2 W/0.85 = 8.47 W
- IIN_AV = 平均輸入電流。這是在導通時間內(nèi)在電感和開關(guān)中流動的平均電流，通過PIN/VIN = 8.47 W/12 V = 0.7 A計算得出。
- 同樣，IIN是平均電感電流，最大峰值電流將比IIN高1.15至1.20，從而提供30%至40%的紋波電流。因此，IPEAK = IIN × 1.2 = 0.7 A × 1.2 = 0.847 A。
圖9.升壓拓撲：3.3 V至12 V，約3.3 W
圖10.0.275 A時3.3 V至12 V的開環(huán)升壓的LTspice仿真結(jié)果
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圖11.TON期間的原理圖：M2接通，V3與L2并聯(lián)，D2斷開
VSW，晶體管最大允許電壓和占空比限制
數(shù)據(jù)手冊中通常會規(guī)定IC的VIN范圍——建議范圍和絕對最大值。在數(shù)據(jù)手冊中，帶有內(nèi)部電源開關(guān)的升壓調(diào)節(jié)器可能產(chǎn)生的最高輸出電壓表示為其最大VSW額定值。如果您使用以外部MOSFET作為電源開關(guān)的升壓控制器，MOSFET數(shù)據(jù)手冊規(guī)定的VDS額定值就是限制最大輸出電壓的值。
例如，LT8330升壓調(diào)節(jié)器的輸入電壓范圍為3 V至40 V，絕對最大開關(guān)電壓為60 V，固定開關(guān)頻率為2 MHz。盡管60 V絕對最大開關(guān)電壓額定值使該部件能產(chǎn)生60 V升壓輸出，但最佳做法是保持低于此值至少2 V。
輸出電壓也受占空比的限制。最大和最小占空比或許可在數(shù)據(jù)手冊中找到，也可以計算得出。通過使用LT8330從12 V轉(zhuǎn)換為48 V，CCM忽略二極管壓降獲得高轉(zhuǎn)換比，可從輸入和輸出電壓計算出占空比：
uD = (VO – VIN)/VO = (48 V – 12 V)/48 V = 0.75或75%
u檢查IC是否能在所需占空比下工作。
uIC最小占空比計算公式如下：
- DMIN = 最小TON(MAX) × fSW(MAX)
uIC最大占空比計算公式如下：
- DMAX = 1 –（最小TOFF(MAX) × fSW(MAX)）
最小TON和最小TOFF可在數(shù)據(jù)手冊的電氣特性表中找到?？墒褂迷摫碇小白钚≈怠薄ⅰ邦愋汀焙汀白畲笾怠睓谥械淖畲笾?。使用LT8330的公布值和DMIN和DMAX等式，即可得出DMIN = 0.225，DMAX = 0.86。從結(jié)果可以看到，LT8330應能夠從12 V轉(zhuǎn)換為48 V，因為設計要求占空比為0.75。
使用LTspice了解外設應力
圖12中所示的原理圖實現(xiàn)了之前介紹的設計概念，在支持150 mA負載的12 V輸入到48 V輸出轉(zhuǎn)換器中采用LT8330。?
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圖12.12 V至48 V轉(zhuǎn)換器中用于150 mA負載電流的LT8330
從LTspice仿真，我們可以繪制并測量多種參數(shù)?？蓭椭x擇IC的參數(shù)，如圖13所示。
VSW和占空比
運行仿真后，您可以將SW節(jié)點行為視為一個波形，了解開關(guān)期間電源開關(guān)上存在什么電壓。為此，請將鼠標懸停在SW節(jié)點上，使十字光標變成一個紅色電壓探針。點擊即可在波形查看器上繪制開關(guān)節(jié)點行為。所得圖形對應于內(nèi)部功率MOSFET的漏極。
正如預期那樣，當MOSFET接通時，電壓電勢接近地，但更重要的是，在TOFF期間，MOSFET斷開，漏極電壓受輸出電壓和二極管壓降的影響?，F(xiàn)在我們知道了MOSFET的VDS上的應力是多少。如果我們選擇了使用外部MOSFET作為電源開關(guān)的控制器設計，則所選MOSFET的VDS額定值應為60 V。
在LTspice波形查看器中，可使用光標進行水平和垂直測量，類似于示波器上的光標。要調(diào)用光標，請點擊LTspice波形查看器中的V(sw)標簽。這會將第一個光標附加到軌跡上，再次點擊可將第二個光標附加到同一軌跡上?；蛘?，右擊此標簽，然后選擇給定探測軌跡所需的光標。使用這些光標可測量TON，并通過TON除以周期計算得出占空比。
TPERIOD = TON + TOFF = 1/fSW。之前，我們計算此值為75%或0.75。使用LTspice，得出的值約為373 ns。LT8330使用2 MHz的固定開關(guān)頻率，因此TP = 1/2e6 = 500 ns，占空比為373 ns/500 ns = 0.746。
圖13.LTspice中圖形查看器上的開關(guān)節(jié)點圖
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圖14.測量TON以確認估算的占空比
電感上的峰值電流和電壓
要為升壓應用選擇電感，需要了解電感是否能處理所要應對的電流和電壓——即峰值電感電流以及TON和TOFF電壓。這個也可以在LTspice中使用差分探針估算出。要對電感進行差分探測，請將鼠標懸停在IN節(jié)點上，這時十字光標將變成一個紅色探針。點擊并拖動鼠標至SW節(jié)點。光標顏色會變?yōu)楹谏?。停在第二個節(jié)點上時松開鼠標。
在圖15中，在電感上對節(jié)點IN和SW之間的電壓進行差分探測。在TON期間，MOSFET接通，電感右側(cè)接地，而左側(cè)在VIN處，使得電感上的電壓在TON期間為12 V。在TOFF期間，MOSFET斷開，電感的右側(cè)置于48 V，而左側(cè)在TON期間在VIN處。由于差分探針從VIN中減去VSW，得到–36 V，但符號現(xiàn)在無關(guān)緊要。重要的是電感在12 V和36 V之間變化。?
在TON期間，電感上的電壓吸取正di/dt，即藍色I(L1)圖的斜率。此軌跡的最大點是IPEAK，計算得出0.847 A。通過使用LTspice，可以看到峰值電流約為866 mA。
要正確選擇具有足夠額定電流(IR)和飽和電流(ISAT)的電感，一定要了解這個峰值電流。IR更多的是關(guān)于在規(guī)定電流下產(chǎn)生多少熱，而ISAT適用于調(diào)用短路保護的事件。如果使用帶內(nèi)部MOSFET的調(diào)節(jié)器，（ISAT > 調(diào)節(jié)器限流值），并且控制器與外部MOSFET配合使用，則在觸發(fā)限流值時，（ISAT > 峰值電感值）。
務必注意，此處所述升壓拓撲的電感或二極管沒有限流值。如果開關(guān)未使用，或者IC斷開，則輸入和輸出之間有直接路徑。有些IC提供額外保護功能，如關(guān)斷時輸出斷開、浪涌電流限制，以及解決此直接輸入到輸出連接問題的其他功能——例如，LTC3122和LTC3539。
為了提高效率，應使用具有低DCR（直流電阻）和低磁芯損耗的電感。電感數(shù)據(jù)手冊中標明了特定溫度下的DCR——它隨溫度上升，并具有容差。通過PINDUCTOR_LOSS = IIN_AV2 × DCR，可輕松計算出直流損耗，而交流損耗和磁芯損耗可在制造商的仿真或其他文檔中找到。LTspice可對功率求積分來計算出相關(guān)的功耗。為LTspice提供電感記錄的DCR和其他已知寄生參數(shù)可提高LTspice仿真精度。
圖15.穩(wěn)定狀態(tài)下通過電感的電壓和電流
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圖16.測量電感峰值電流
通過二極管的電流和電壓
圖17顯示了二極管VSW,OUT上的仿真差分電壓、二極管正向電流I(D1)和電感電流I(L1)。當開關(guān)接通（TON期間）時，陽極接近地，陰極在輸出電壓處，因此二極管將反向偏置，暴露在其最大電壓（即VOUT）下。第一項標準是，選擇VRRM（最大峰值重復反向電壓）高于VOUT的二極管。
電感的峰值電流在MOSFET關(guān)斷后、TOFF期間開始時流過二極管，因此二極管峰值電流與電感峰值電流相同。二極管數(shù)據(jù)手冊中包括一個稱為IFRM（重復峰值正向電流）的參數(shù)，以時長和占空比指定。此參數(shù)通常比二極管能夠提供的平均電流要高。
仿真完成后，LTspice可對波形查看器中所有波形求積分來得出rms和平均值，并使用同樣的計算方式，計算二極管將處理的平均電流。首先，放大您想求積分的波形部分——通過縮放可有效設置積分邊界。在本例中，您可以縮放以涵蓋大量穩(wěn)定狀態(tài)周期（不是啟動或關(guān)斷）。要設置積分邊界，請拖動選擇一個穩(wěn)定狀態(tài)的時間段并將鼠標懸停在圖形名稱上。例如，圖18中所示的積分結(jié)果涵蓋0.75 ms，或超過1000個周期。光標會變成一個手形圖標。按CTRL鍵并點擊以調(diào)用波形查看器的積分窗口。
圖18中所示的積分對話框顯示通過二極管的平均電流為150 mA。此值應小于最大平均正向電流IF(AV)，該電流是二極管數(shù)據(jù)手冊中在特定溫度下規(guī)定的規(guī)格值。
二極管功耗
二極管的功耗也可通過仿真計算。二極管數(shù)據(jù)手冊中指定了25°C下的總功耗PTOT（總功率）和結(jié)點至環(huán)境的熱阻RTH。在LTspice中，將光標懸停在二極管上，波形查看器上便可顯示功耗。將光標懸停在分立式組件或電壓源上時，光標將變成電流探針。按ALT鍵可將光標變?yōu)闇囟扔?，點擊可顯示二極管的仿真功耗。放大穩(wěn)態(tài)操作，使用與前面所述的求二極管電流積分相同的程序求波形的積分。二極管功率容量包含二極管上的電壓和流過的電流。
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圖17.二極管電壓和電流以及電感中的電流
圖18.對穩(wěn)定狀態(tài)下的二極管電流求積分可得到IF(AV)和I(RMS)值
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圖19.對二極管功耗求積分可得到平均功耗
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圖20.二極管放電時產(chǎn)生反向恢復尖峰。該值越低，功耗越低。此電容隨電壓而變化。
(a) 二極管反向恢復電流尖峰。(b) 放大二極管反向恢復電流尖峰。
二極管的一些電容在其導通期間充電。當二極管不再導通時，必須放掉累積的電荷。這種阻尼電荷移動會導致功率損耗，因此建議選擇低電容值。此電容值隨二極管的反向電壓而變化，二極管數(shù)據(jù)手冊中應包括顯示此效應的圖形。此內(nèi)部電容在二極管數(shù)據(jù)手冊中通常顯示為Cd，在LTspice數(shù)據(jù)庫中顯示為Cjo。
使用低電容二極管放松了對最大反向恢復電流的要求，從而提高了效率。圖20顯示了關(guān)于恢復電流有關(guān)的內(nèi)容。反向恢復中固有的功耗留給讀者做練習。
結(jié)論
選擇升壓IC時，應從輸出開始。從所需的輸出電壓和負載電流反向推導以找到輸入功率，并將效率考慮在內(nèi)。由此，確定平均和峰值輸入電流值。在升壓轉(zhuǎn)換器中，電感中流動的平均電流高于負載電流，使得IC選擇過程與降壓轉(zhuǎn)換器不同。為升壓轉(zhuǎn)換器選擇合適的額定組件需要了解調(diào)節(jié)器峰值和平均電壓與電流，使用LTspice可確定它們的值。
