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引言：傳輸介質的選擇，無論是PCB材料還是電纜類型，都會對系統(tǒng)性能產(chǎn)生很大的影響。盡管任何傳輸介質在GHz頻率都是有損的，但本章提供了一些管理信號衰減的指南，以便為給定的應用獲得最佳性能。
1.信號實際頻率
信號邊緣包含稱為諧波的頻率分量。每個諧波都是信號頻率的倍數(shù)，其有效最高頻率可以由式1表示：
（式1）
其中，f單位為GHz，
為信號上升時間
或下降時間
中的較小者。通常高速或者低速信號的劃分，可以參照式1。即高速信號不一定都是頻率很高的信號，主要和信號中包含的有效最高頻率有關。
由于PCB中的介電損耗與頻率有關，因此必須確定所關注的帶寬以找到PCB的總損耗。頻率必須從工作頻率開始，并延伸至等式1中的頻率。例如，具有10ps上升時間的10Gb/s信號具有10Ghz到35Ghz的帶寬。
2.介質損耗
電介質中損耗的信號能量是材料特性的函數(shù)。用來描述材料的一些參數(shù)包括相對介電常數(shù)
（也稱為介電常數(shù)）和損耗角正切。集膚效應也是在GHz范圍內(nèi)能量損失的一個因素。
圖1、不同材料的損耗曲線
2.1相對介電常數(shù)
相對介電常數(shù)是測量介質對導體電容的影響。相對介電常數(shù)越高，信號在PCB走線傳播的速度越慢，給定走線幾何結構的阻抗越低。低常數(shù)
幾乎總是首選。
相對介電常數(shù)
盡管在所有材料中，相對介電常數(shù)隨頻率變化，但FR4的εr隨頻率變化很大。由于εr直接影響阻抗，F(xiàn)R4走線阻抗值隨頻率的增加而擴展。雖然在1.125 Gb/s的速度下，這個擴展可能不重要，但在10Gb/s的速度下，它可能是一個問題。
損耗角正切
損耗角正切是一種測量電介質沿傳輸線傳播時，有多少電磁能量損失到電介質上的方法。較低的損耗角正切允許更多的能量以較少的信號衰減到達目的地。
隨著頻率的增加，能量損失的幅度也隨之增加，導致信號邊緣的最高頻率諧波受到最大的衰減。這表現(xiàn)為上升和下降時間的下降。
集膚效應和電阻損耗
集膚效應是電流優(yōu)先在導體外表面附近流動的趨勢。這主要是由于高頻信號中的磁場推動電流沿垂直方向流向導體的周長。
隨著表面附近電流密度的增加，電流流過的有效橫截面積減小。由于導體的有效橫截面積現(xiàn)在變小，所以電阻增大。因為這種趨膚效應隨著頻率的增加而更加明顯，電阻損耗隨著信號速率的增加而增加。
電阻損耗對信號的影響與損耗角正切相似。由于高次諧波的振幅減小，上升和下降時間增加，最高頻率的諧波受到的影響最大。在10Gb/s信號的情況下，使用FR4時，即使基頻也會有一定程度的衰減。
例如，在1 MHz下8 mil寬的走線的電阻約為0.06Ω/英寸，而在10Gb/s下相同的走線的電阻略高于1Ω/英寸。給定一個10英寸的走線和1.6V的電壓擺幅，160mV的電壓降是由基頻的電阻損耗引起的，不包括諧波和介電損耗中的損耗。
圖2、介電常數(shù)、板材及應用頻率范圍
選擇基底材料
材料選擇的目標是優(yōu)化特定應用的性能和成本。
圖3、PCB原材料
FR4是最常見的PCB基板材料，通過仔細的系統(tǒng)設計提供了良好的性能。對于較長的走線長度或高信號速率，必須使用具有較低介電損耗的更昂貴的襯底材料。
基板，例如，Nelco，具有較低的介電損耗，并且在GHz范圍內(nèi)表現(xiàn)出顯著較少的衰減，因此增加了PCB的最大帶寬。在3.125Gb/s時，與FR4相比，Nelco的優(yōu)點是增加了電壓擺幅裕度和更長的Z走線長度。在10Gb/s的速度下，除非高速走線保持很短，否則像Nelco這樣的低損耗電介質是必要的。
基板材料的選擇取決于高速走線的總長度和信號速率。
假設分析可以在HSPICE模擬中進行，以評估各種基底材料。通過改變PCB基板材料的介電常數(shù)、損耗角正切等參數(shù)。對眼圖質量的影響可以仿真，以證明使用更高成本的材料是合理的。還可以探討銅板厚度等其他參數(shù)的影響。
3.走線
3.1 走線幾何
對于任何走線，其特性阻抗取決于其層疊幾何結構以及走線幾何結構。在差分走線的情況下，緊耦合對之間的電感和電容耦合也決定了走線的特性阻抗。
走線的阻抗由其與附近導體的電感和電容耦合決定。例如，這些導體可以是平面、過孔、焊盤、連接器和其他走線，包括差分對中的其他緊密耦合走線?；逄匦浴w特性、磁鏈面積和到附近導體的距離決定了耦合量，從而決定了對最終阻抗的貢獻。
二維場解算器是解決這些復雜相互作用的必要工具，有助于計算走線的最終阻抗。它們也是驗證現(xiàn)有走線幾何圖形的有用工具。
更寬的走線為電流流動創(chuàng)造了更大的橫截面積，并減少了高速接口中的電阻損耗。使用空間限制允許的最寬走線。因為走線寬度公差是用絕對值表示的，所以較寬的走線也會使制造走線的百分比變化最小化，從而使沿傳輸線長度的阻抗控制更加嚴格。
有時，帶狀線優(yōu)于微帶線，因為走線兩側的基準面提供輻射屏蔽。微帶線只在一側（通過基準面）被屏蔽，因為它們運行在最頂層或最底層，而另一側暴露在環(huán)境中。
為獲得最佳結果，建議使用2D或3D場解算器進行驗證。
3.2 高速收發(fā)器的走線特性阻抗設計
因為收發(fā)器使用差分信號，所以最有用的走線配置是差分邊緣耦合帶狀線和差分微帶。雖然有些背板使用差分寬帶耦合帶線配置，但不建議將其用于10Gb/s操作，因為P和N過孔是不對稱的，并引入共模非理想性。
除少數(shù)例外，50Ω特性阻抗（Z0）用于通道中的傳輸線。通常，當寬度/間距（W/S）比大于0.4（8 mil寬的記錄道，間隔20 mil）時，P和N信號之間的耦合會影響走線阻抗。在這種情況下，差分走線必須設計為奇數(shù)模阻抗（Z0O）為50Ω，導致差分阻抗（ZDIFF）為100Ω，因為ZDIFF=2 x Z0O。
同樣的W/S比也必須小于0.8，否則，對于50Ω的Z0O，走線之間的強耦合需要更窄、更損耗的走線。為了澄清，當Z0O為50Ω時，需要60Ω或以下的偶數(shù)模阻抗（Z0E）。
圖4至圖7顯示了差分結構的橫截面示例。
圖4、差分邊緣耦合中心帶狀線
圖5、差分邊耦合偏移帶狀線
圖6、中心寬邊耦合帶狀線
圖7、差分微帶
一個好的印刷電路板制造商了解控制阻抗，并允許對線寬進行微調，以產(chǎn)生50Ω的Z0O。PCB制造商還提供特定PCB布局所需的參數(shù)。一些參數(shù)可以根據(jù)示例中概述的準則進行計算或仿真。盡管Z0O上±10%的公差是典型的，并且可以提供足夠的性能，但是更緊公差的額外成本會導致更好的信道性能。
3.3走線布線
高速串行差分走線應以最高優(yōu)先級布線，以確保對這些關鍵走線提供最佳路徑。這減少了對彎曲和通孔的需要，并將阻抗轉換的可能性降至最低。走線必須保持筆直、簡短，并盡可能減少層疊變化。過孔的影響在后續(xù)的微分過孔中討論。
高速走線的布線必須避免靠近其他走線或其他潛在噪聲源。相鄰信號平面上的走線應垂直運行，以盡量減少串擾。
盡可能使用帶狀線，以及最上面和最下面的帶狀線層，以盡量減少通孔短線。規(guī)劃層疊時，這些層必須盡可能靠近頂層和底層可能。設計限制可能需要用于BGA出口路徑或從通孔到連接器傳輸或SMT焊盤的微帶線。在這種情況下，微帶線必須盡可能短。
建議使用斜接45度彎頭（與90度彎頭相反）。在90度彎曲處，走線的有效寬度發(fā)生變化，由于附加導體區(qū)域與基準面的電容耦合，導致阻抗不連續(xù)。差分對的兩條走線必須長度匹配以消除偏差。歪斜在共模中產(chǎn)生不匹配，并因此降低差分電壓擺幅。
3.4 平面分割
地平面應作為信號的參考平面，而不是噪聲較大的電源平面。每個參考平面在走線長度上應該是連續(xù)的，因為在平面分割上布線會產(chǎn)生阻抗不連續(xù)性。在這種情況下，走線的阻抗會發(fā)生變化，因為其與基準面的耦合在平面分割處發(fā)生突變。
圖8、PCB走線跨分割平面
3.5 回流
在平面分割上布線也會產(chǎn)生回流問題。由于介電損耗中提到的集膚效應，高速信號在走線表面附近傳輸。同時，回流也在緊耦合參考面的表面附近流動。
由于緊密耦合，回流有向原始信號傳輸走線靠近的趨勢。在平面分割時，回流不能再沿著與走線平行的同一路徑，而是必須找到另一條路徑。
平面分割會導致次優(yōu)的電流返回路徑，并增加電流回路面積，從而增加平面分割出走線的電感，從而改變走線的阻抗。
3.6 有損傳輸線
由于各種電路仿真器使用不同的建模實現(xiàn)（頻域和時域技術），因此檢查模型是否準確反映實際損耗非常重要。一種方法是將模型與已知的已發(fā)布配置進行比較。
4.電纜
由于沿電纜長度方向導體和電介質的物理尺寸恒定，電纜是受控阻抗傳輸線。最高質量的電纜在這些尺寸上幾乎沒有變化，并且在高頻下具有低損耗的寬帶寬。
4.1 連接器
連接到電纜的連接器應具有低寄生電感、低寄生電容和低串擾，以實現(xiàn)高帶寬操作。
4.2 導線間偏移
選擇電纜時，請查看電纜中導線之間的傾斜規(guī)格。如果導線長度不匹配，則共模中會出現(xiàn)偏移，并直接降低眼圖高度。
下載ECAD模型
